Задание к дипломному проекту icon

Задание к дипломному проекту



страницы: 1   2   3   4   5
вернуться в начало
скачать
^

2.3. Система управления.



Конструктивно элементы системы управления размешены в двух одинаковых специальных блоках управления (АЗ и А4) и в блоке выравнивания токов и зашиты БВТ и 3).

Блок управления.

Блок управления АЗ управляет тиристорами VТ1......VТ6, блок управления А4 - тиристорами VТ14.....VТ19. Управляющие импульсы, вырабатываемые блоком управления АЗ, сдвинуты относительно импульсов вырабатываемых блоком правления А4, на 30 электрических градусов.

Первичные обмотки трансформаторов Т1......ТЗ блока управления АЗ соединяются в соответствии с соединением первичных обмоток силового трансформатора ТV1 в треугольник (устанавливаются перемычки между клеммами 1 - 2, 5 - 6 и 9 - 10), блока управления А4 в соответствии с соединением первичных обмоток трансформатора ТVЗ - в звезду (устанавливаются перемычки между клеммами 3 - 4, 7 - 8 и 11 - 12).

Усилитель постоянного тока и устройство выравнивания токов.

Усилитель постоянного тока и устройство выравнивания токов установлены в блоке выравнивания токов и защиты.

Усилитель постоянного тока служит для сравнения выходного напряжения или тока (сигнала обратной связи) с величиной опорного напряжения и для усиления сигнала рассогласования. Усилитель постоянного тока является общим для двух блоков управления АЗ и А4.

Усилитель постоянного тока состоит из источника опорного напряжения; входного каскада и двух операционных усилителей выполненных на микросхемах Д1 и Д2 и двух выходных каскадов.

В качестве источника опорного напряжения входного сигнала используются дна кремниевых стабилитрона V13 и V14. Резистор R39 предназначен для ограничения тока стабилитронов. Диоды V17 и V18 предназначены для температурной компенсации. Входной каскад состоит из транзистора V9, резисторов (R19,R20,R22,R23,R32,R34 и R37), конденсаторов C12, и C15. Операционные усилители на микросхемах Д1 и Д2 дополнены резисторами обратной связи R24 и R25, конденсаторами С9 и С10 с соответствующими резисторами R20 и R21 с корректирующими цепочками из конденсаторов С5 и С6, резисторами R13......R14.

Выходной каскад (в скобках указано обозначение второго выходного каскада) состоит из транзистора V10 (V11), резисторов R28 (R29), R35 (R36), R40 (R41) и диодов V6 (V5). Нагрузкой выходного каскада является резистор V48, установленный на блоке управления АЗ (А4). Питание входного и оконечного каскадов осуществляется от стабилизированного источника питания блоков управления (источники запараллелены).

Устройство для выравнивания токов между параллельно включенными 6-фазными схемами выпрямления состоит из выпрямительного моста VI (V2), резисторов R47, R1 (R2), нагрузочного резистора R49 (R50), Г-образного -фильтра, состоящего из резистора R5 (R6) и конденсатора С1 (С2), нагрузочного резистора R9 (R10) - в скобках указаны обозначения для второй 6-фазной схемы.

Датчиками контролируемого тока являются трансформатор тока ^ ТА7 для одной 6-фазной схемы и ТА9 - для другой. Напряжение, снимаемое со вторичных обмоток трансформаторов тока поступает соответственно на выпрямительные мосты V1 и V2.

Принцип работы устройства для выравнивания токов между параллельно включенными 6-фазными схемами выпрямления заключается в сравнении токов нагрузки двух схем и сложении их разности с сигналом, поступающим с усилителя постоянного тока. Суммарный сигнал воздействует на фазосдвигающие устройства двух блоков управления. В фазосдвигающих устройствах управляющие импульсы сдвигаются на угол регулирования, необходимый для стабилизации напряжения и тока с заданной в ТЗ точностью и для равномерной загрузки двух параллельно включенных 6-фазных схем выпрямления.

Усилитель постоянного тока совместно с устройством для выравнивания токов работает следующим образом. Напряжения, снимаемые с конденсаторов С1 (для моста VI) и С2 (для моста V2), алгебраически складываются (вычитаются), и суммарное напряжение подается к нагрузочным резистора R9 и R10. Напряжение, снимаемое с нагрузочного резистора R9 (R10) одним полюсом через резистор R13 (R14) поступает на инвертирующих вход 4 микросхемы Д1 (Д2), а другим полюсом на не инвертирующий вход 5 микросхемы Д1 (Д2). Одновременно на вход 5-микросхем Д1 и Д2 поступает напряжение с выхода входного каскада УПТ.

При равномерном распределении токов нагрузки между двумя 6-фазными схемами выпрямления напряжения, снимаемые с резисторов R9 и R10, равны следовательно, равны нулю и напряжения, поступающие на входы 4 и 5 микросхем Д1 и Д2. Режим работы микросхем Д1 и Д2 определяется только режимом работы входного каскада УПТ. В этом случае, если на вход УПТ поступает увеличенное напряжение (сигнал обратной связи), то резко увеличивается ток через стабилитроны V13 и V14, возрастает напряжение смешения на резисторе R37. Транзистор V9 еще больше открывается. На входы 5 микросхем Д1 и Д2 поступает уменьшенное напряжение в результате чего напряжение сигнала на выходной клемме 10 микросхем Д1 и Д2 также уменьшается, транзисторы V10 и V11 выходных каскадов закрываются, и напряжение на их нагрузочных резисторах R48 уменьшается. При уменьшении входного напряжения напряжение на нагрузочных резисторах R48 увеличивается.

При неравномерном распределении токов нагрузки между двумя 6-фазными схемами (например, напряжение на выпрямительном мосте ^ V1 -большое напряжения на выпрямительном мосте V2) напряжение на конденсаторах этих схем также соответственно различное (напряжение на конденсаторе С1 больше напряжения на конденсаторе С2). В результате алгебраического сложения этих напряжении через нагрузочные резисторы R9 и R10 начинает протекать корректирующий ток. При этом на инвертирующий вход микросхемы Д1 поступает напряжение положительной полярности через резистор R13 , а на тот же вход микросхемы Д2 – через резистор R14 – отрицательной полярности. В результате напряжение на входе 5 по отношению ко входу 4 у микросхемы Д1 меньше, а у микросхемы Д2 больше. Следовательно, напряжение сигнала на выходе микросхемы Д2 увеличится, а на выходе микросхемы Д1 уменьшается, транзистор V10 выходного каскада закроется, а транзистор V11 еще больше откроется, напряжение на нагрузочном резисторе R48 блока управления АЗ уменьшится, а на R48 блока управления А4 - увеличится.

Настройка равномерного распределения токов (выравнивание) между 6-фазными схемами осуществляется переменным резистором R47.


2.4. Конструкция.


Конструктивно ВУТ, как и выпрямительные устройства с условной мощностью 2, 4, 9 и 16 кВт, выполнен в виде шкафа прислонного типа сборной конструкции с габаритными размерам: 2000Х 1100Х 742 мм. Масса ВУТ - не более 1100 Кг. в левой части шкафа внизу расположены в два ряда друг под другом силовые трансформаторы ТV1 и ТVЗ. в правой части таким же образом расположены блоки тиристоров. На передней балке установлены трансформаторы тока ТА7......ТА10.

В правой части в третьем ряду установлены два дросселя фильтра и уравнительный дроссель, над ними - блоки с фильтровыми конденсаторами (4 блока), еще выше - два блока управления, блок выравнивания тока и защиты, силовой предохранитель F20. За предохранителем установлен шунт амперметра. Над силовыми трансформаторами расположен блок реле. В верхней части шкафа установлены пускатель переменного тока, трансформаторы тока ТА1......ТА6, конденсаторы для уменьшения уровня радиопомех, дроссели блоков управления. Над ними размешаются ремонтный разъединитель Q, клеммники постоянного и переменного тока, разъемы для параллельной работы и входящие в комплект запасных частей кронштейны и планки для укрепления шип переменного тока.

Спереди шкаф закрывается внизу двумя съемными заглушками, а вверху - двумя дверьми со специальными замками. Над левой дверью шкафа установлена откидная панель сигнализации с сигнальными лампочками, тумблером, рукояткой ремонтного разъединителя Q. Над правой - откидная панель с измерительными приборами. Сзади ВУТ закрывается шестью съемными заглушками.



Рис.2.2. Допускаемые действующие значения переменных составляющих напряжения питания 60 В.

  1. Управляемые выпрямители на тринисторах.


Широкое применение тринисторов объясняется их следующими преимуществами по сравнению с тиратронами:

1) большей экономичностью из-за отсутствия накала и малого падения напряжения (около 2 В) в проводящем состоянии;

2) меньшим временем перехода тринистора в непроводящее состояние (т. е. меньшим временем восстановления), что уменьшает вероятность пробоя;

3) меньшей мощностью управления. Схемы управляемых выпрямителей на тринисторах и на тиратронах аналогичны. Силовой трансформатор (рис. 3.1, а) имеет две вторичные обмотки: основную или силовую 1 и управления 2. Угол регулируется с помощью фазосдвигающей цепи R1L, содержащей индуктивность в виде дросселя насыщения. Изменяя индуктивность дросселя подмагничивающим током, можно создавать сдвиг по

Рис. 3.1. Схема однополупериодного управляемого выпрямителя на тринисторе (а), диаграммы напряжения и тока в его цепях (б)


фазе между напряжением u2 вторичной обмотки 1 и управляющим напряжением uу или током управления вторичной обмотки 2 iу (рис. 3.1,б). Отпирание тринистора происходит в тот момент, когда управляющее напряжение становится положительным, а запирание обеспечивается подачей отрицательного напряжения на анод тринистора во время отрицательной полуволны напряжения вторичной обмотки. Управляющее напряжение снимается с резистора R1 и подается между катодом и управляющим электродом тринистора. Резистор R2 служит для ограничения тока управляющего электрода.

Кривые напряжений и токов двухполупериодного управляемого выпрямителя (рис. 3.2, а). Вторичная обмотка трансформатора ^ TP2 имеет средний отвод, от которого управляющее напряжение подается на тринистор T1. На второй тринистор управляющее напряжение подается от точки соединения фазосдвигающей цепи R3C. Угол регулируется реостатом R3. Диоды Д3, Д4 служат для замыкания цепей управления тринисторов. При положительном полупериоде напряжения ток управляющего электрода тринистора Т1 проходит от точки 3 по резистору R1, тринистору Т1, диоду, Д4 и резистору R3 к точке 1. В следующий полупериод открывается тринистор Т2, и его ток управления проходит через диод Д3.

В однофазной мостовой схеме выпрямления ток нагрузки протекает одновременно через два включенных последовательно вентиля, поэтому, чтобы регулировать выпрямленное напряжение, достаточно включить два тринистора. На входе индуктивно-емкостного сглаживающего фильтра ставится обратный диод Д5(нулевой), который за счет ЭДС самоиндукции дросселя при запирании тринистора замыкает цепь нагрузки. В результате этого уменьшаются пульсации выпрямленного напряжения и повышается cos . В маломощных выпрямителях нулевой диод можно не применять.





Рис. 3.2. Мостовая однофазная схема выпрямителя.


3.1. Тиристоры.


Тиристором называется электропреобразовательный полупроводниковый прибор с тремя или более p-п-переходами, используемый для переключения, в вольт-амперной характеристике которого имеется участок отрицательного дифференциального сопротивления.

Простейшим тиристором является динистор - неуправляемый переключающий диод, представляющий собой четырехслойную структуру типа р-п-р-п (рис. 3.3, а). Здесь, как и у других типов тиристоров, крайние n-p-n-переходы называются эмиттерными, а средний p-n-переход - коллекторным. Внутренние области структуры, лежащие между переходами, называются базами. Электрод, обеспечивающий электрическую связь с внешней n-областью, называется катодом, а с внешней p-областью - анодом. При включении динистора по схеме, приведенной на рис. 3.3,а, коллекторный p-n-переход закрыт, а эмиттерные переходы открыты. Сопротивления открытых переходов малы, поэтому почти все напряжение источника питания приложено к коллекторному переходу, имеющему высокое сопротивление. В этом случае через тиристор протекает малый ток (участок 7 на рис. 3.3, а).

Если увеличивать напряжение источника питания, ток тиристора увеличивается незначительно, пока это напряжение не приблизится к некоторому критическому значению, равному напряжению 1 включения ивкл. При напряжении ивкл в динисторе создаются условия для лавинного размножения носителей заряда в области коллекторного перехода. Происходит обратимый электрический пробой коллекторного перехода (участок 2 на рис. 3.3,б). В n-области коллекторного перехода образуется избыточная концентрация электронов, а в p-области - избыточная концентрация дырок. С увеличением этих концентраций снижаются потенциальные барьеры всех переходов динистора. Возрастает инжекция носителей через эмиттерные переходы. Процесс носит лавинообразный характер и сопровождается переключением коллекторного перехода в открытое состояние. Рост тока происходит одновременно с уменьшением сопротивлений всех областей прибора. Поэтому увеличение тока через прибор сопровождается уменьшением напряжения между анодом и катодом. На ВАХ этот участок обозначен цифрой 3. Здесь прибор обладает отрицательным дифференциальным сопротивлением. Напряжение на резисторе возрастает и происходит переключение динистора.

После перехода коллекторного перехода в открытое состояние ВАХ имеет вид, соответствующий прямой ветви диода (участок 4). После переключения напряжение на динисторе снижается до 1 В. Если и дальше увеличивать напряжение источника питания или уменьшать сопротивление резистора R, то будет наблюдаться рост выходного тока, как в обычной схеме с диодом при прямом включении.



Рис.3.3, Рис.3.4 Схемы включения тиристоров и их вольт-амперные характеристики.

При уменьшении напряжения источника питания восстанавливается высокое сопротивление коллекторного перехода. Время восстановления сопротивления этого перехода может составлять десятки микросекунд.

Напряжение Uвкл при котором начинается лавинообразное нарастание тока, может быть снижено введением не основных носителей заряда в любой из слоев, прилегающих к коллекторному переходу. Дополнительные носители заряда вводятся в тиристоре вспомогательным электродом, питаемым от независимого источника управляющего напряжения (Uупр). Тиристор со вспомогательным управляющим электродом называется триод-ным, или тринисторным. Схема включения тринистора показана на рис. 3.4. Возможность снижения напряжения U при росте тока управления, показывает семейство ВАХ.

Если к тиристору приложить напряжение питания, противоположной полярности (рис. 3.4), то эмиттерные переходы окажутся закрытыми. В этом случае ВАХ тиристора напоминает обратную ветвь характеристики обычного диода. При очень больших обратных напряжениях наблюдается необратимый пробой тиристора.

В отличие от рассмотренных несимметричных тиристоров в симметричных обратная ветвь ВАХ имеет вид прямой ветви. Это достигается встречно-параллельным включением двух одинаковых четырехслойных структур или применением пятислойных структур с четырьмя p-n-переходами.

Тиристоры имеют широкий диапазон применений (управляемые выпрямители, генераторы импульсов и др.), выпускаются с рабочими токами от долей ампера до тысяч ампер и с напряжениями включения от единиц до тысяч вольт.

Регулировка выходного напряжения выпрямителя может осуществляться разными способами. Регулируемый трансформатор или автотрансформатор, включенный в схему выпрямителя, дает возможность изменять амплитуду переменного напряжения, подводимого к вентилям, и тем самым устанавливать желаемое выпрямленное напряжение.

Однако такие трансформаторы громоздки и имеют малую надежность из-за переключаемых или скользящих контактов.

Регулировка постоянного напряжения на нагрузке, достигаемая делителем напряжения или реостатом, включенным между выходом выпрямителя и нагрузкой, связана с большими потерями мощности.

Свободным от этих недостатков является метод, основанный на управлении вентилями выпрямителя. В качестве управляемых вентилей в настоящее время широко применяют тиристоры.

Моментом включения тиристора можно управлять подавая управляющий импульс тока на n-р-переход, прилегающий к катоду.

При прохождении тока нагрузки через открытый тиристор все три его n-р-перехода смещены в прямом направлении и управляющий электрод перестает влиять на процессы, происходящие в тиристоре. При спадании прямого тока тиристора до нуля после рассасывания заряда неосновных носителей в базовых областях тиристор запирается и управляющие свойства восстанавливаются.



Рис.3.5 Схемы включения тиристора и его вольт-амперная характеристика.

В схеме, содержащей источник питания Е, тиристор VS и резистор нагрузки R (рис. 3.5, а), возможны два устойчивых состояния, одно из которых соответствует открытому, а второе - закрытому тиристору. Наложение характеристики цепи резистор - источник на характеристики тиристора (рис. 3.5, б) позволяет получить прямые токи отключенного (точка А и включенного (точка В) тиристора. Повышение напряжения источника от 0 до E при Iу=0 вызывает перемещение рабочей точки по нижней ветви характеристики до точки А. Если подать управляющий импульс тока амплитудой и длительностью, достаточной для поддержания этого тока на время открывания тристора, то рабочая точка перейдет в точку, соответствующую открытому состоянию тиристора.



Рис.3.6 Наложение характеристики цепи резистор - источник на характеристики тиристора

Спад открывающего импульса тока в цепи управления не влияет на процессы в открытом тиристоре, его рабочая точка остается в положении В. Восстановление управляющих свойств тиристора произойдет лишь при его обесточивании на время, большее времени его закрывания.

В открытом состоянии тиристор пропускает очень большие токи (до нескольких сотен ампер) и оказывает им малое сопротивление. В этом его преимущество. Применяя тиристоры, следует иметь в виду, что скачкообразное изменение сопротивления в момент открывания может привести к очень большим броскам тока. Особенно велики эти броски в тех схемах, где нагрузка R шунтируется конденсатором.

Зарядка конденсатора через открывшийся тиристор может вывести последний из строя. Поэтому для уменьшения бросков тока последовательно с тиристором включают дроссель. В выпрямительных схемах тиристоры лучше работают при активной нагрузке или при нагрузке, начинающейся с индуктивного элемента.

В управляемый выпрямитель тиристор вводят как обычный вентиль, а к его управляющему электроду подводят от цепи управления (ЦУ) импульсы, включающие тиристоры с запаздыванием на угол относительно выпрямляемого напряжения (рис. 3.6).

Через тиристор ^ VS1, включающийся в момент, соответствующий t = на выход выпрямителя передается напряжение первой фазы вторичной обмотки e21. При t= напряжение e21 становится отрицательным, однако тиристор запереться не может, так как это привело бы к обрыву тока, проходящего через дроссель L. Индуктивность дросселя L выбирают большей критической, чем и поддерживают непрерывный ток. Поэтому в те моменты, когда e21 отрицательно, на дросселе L наводится ЭДС самоиндукции с полярностью и значением, обеспечивающими напряжение на катоде, меньше e21.

При t=+ открывается тиристор VS2, через который на выход передается напряжение e22, являющиеся на данном этапе положительным. Ток дросселя переходит на вторую фазу, а тиристор VS1 оказавшись обесточенным и смещенным в обратном направлении, запирается и т. д. Таким образом, напряжение на выходе выпрямителя e0 создается лишь теми частями напряжений вторичных полуобмоток E21 и E22, которые соответствуют открытому состоянию тиристоров.

Напряжение на нагрузке, получающееся почти равным постоянной составляющей напряжения e0, подводимого к фильтру , растет при умень-



Рис.3.7 Схема регулировки выпрямления напряжения.

шении угла и спадает при его увеличении. Регулировка выпрямленного напряжения, достигаемая изменением фазы управляющих импульсов, не связана с гашением избытка мощности в самом регулируемом выпрямителе, что является основным его преимуществом.

Схемы выпрямления с тиристорами такие же, как обычных выпрямителей. Основное внимание далее уделяется двухфазным схемам выпрямителей.

Для простоты полагаем падение напряжения на открытом тиристоре много меньшим рис. 3.7 выпрямленного напряжения, а токи утечки (прямой ток при закрытом тиристоре и обратный ток при отрицательном напряжении) - малыми по сравнению с током нагрузки. Это позволит считать тиристор идеальным (прямое падение напряжения в режиме насыщения, прямой и обратный токи утечки, а также ток отключения в нем равны нулю). Такие упрощения не приведут к большой погрешности, так как ток через вентиль схемы определяется сопротивлением нагрузки, а не фазы. По этой же причине можем считать идеальными дроссель L и трансформатор, т. е. пренебречь индуктивностью рассеяния и активными сопротивлениями их обмоток.

С
(3.1)

(3.4)

(3.5)
начала рассмотрим одну первую фазу регулируемого выпрямителя (рис. 3.7). Нагрузку выпрямителя полагаем состоящей из дросселя L и конденсатора С, образующих фильтр, и активной нагрузки R, а выходное напряжение - постоянным и равным е0. Исходя из графика рис. 3.6 запишем





Здесь принято, что в силу идеальности трансформатора и вентиля напряжение e0 совпадает с ЭДС первой фазы трансформатора e21 в интервале

<t<+: (3.2)

e0=e21 (3.3.)


Падение напряжения на дросселе L равно разности напряжений e21 и E0, и, следовательно, его ток





П
остоянную интегрирования определим из условия баланса постоянных токов. Среднее значение тока iL на интервале α+ должно быть равно току нагрузки. Подставив найденное таким образом значение C, получим

Выпрямленное напряжение получается, если тиристор каждой из фаз открыт до тех пор, пока не вступит в работу следующая фаза. Однако это верно лишь в том случае, когда ток дросселя к моменту открывания вентиля следующей фазы положителен и напряжение, получаемое в момент включения с включающейся фазы, больше напряжения на конденсаторе. Последнее условие выполняется при а> 32,5°, что обеспечивает рост тока дросселя сразу после включения тиристора.

П

(3.6)
одставив в t=+ запишем это условие в виде


Т

(3.7)
ак как ео определяется выражением, условие непрерывности тока в дросселе можно записать иначе:

О

(3.8)
но и должно выполняться для углов > 32,5°. Если индуктивность дросселя L- меньше Lкр, где

и

(3.9)
ли сопротивление нагрузки выпрямителя больше Rmax где

то ток в дросселе станет равным нулю раньше, чем откроется тиристор второй фазы. Как только ток станет равным нулю, тиристор обесточится и выключится. Такой режим не очень выгоден, так как связан с большими переменными составляющими токов тиристов и обмоток трансформатора. Поэтому чаще всего индукчивность дросселя L выбирают такой, чтобы при максимально возможном сопротивлении нагрузки удовлетворялось условие непрерывности тока.

В

(3.10)
режиме непрерывного тока дросселя ток фазы приближается по форме к прямоугольной (рис. 3.8,а,б). Его действующее значение без учета пульсаций

Д

(3.11)
ействующее значение тока первичной обмотки, в которую трансформируются, не перекрываясь во времени, токи двух фаз, получается в раз больше, чем тока nlr, т. е.



Рис.3.8 Ток дроселя.

По форме ток первичной обмотки в каждый из полупериодов повторяет ток фазы, равный току iL (рис. 3.8, в). Первая гармоника этого тока при малых пульсациях сдвинута на угол а. относительно напряжения на первичной обмотке.

Таким образом, при тиристорный выпрямитель потребляет от сети не только активный, но и реактивный ток. Это является недостатком такого выпрямителя.

П

(3.12)
олный перепад пульсаций на выходном конденсаторе С найдем так же, как и при исследовании неуправляемого выпрямителя. В результате получим выражение:


Здесь коэффициент () является функцией угла .

Подводя итог, отметим следующие особенности схемы тиристорного регулируемого выпрямителя:

1)снижение выходного напряжения в теристорном выпрямителе достигается благодаря уменьшению отбора мощности от сети переменного тока; оно не связано с гашением значительной ее части в выпрямителе;

2)при регулировке выпрямитель потребляет не только активную, но и реактивную мощностью сети переменного тока;

3)при изменении угла регулирования  от 0 до 0,5 выходное напряжение меняется от максимума до 0;

4)пульсация выпрямленного напряжения заметно возрастает с ростом угла регулирования;

5

(3.13)
)режим непрерывного тока в дросселе нарушается, если не соблюдается отношение


^ 4. Расчет управляемого выпрямителя на теристорах.




Рис. 4.1 Принципиальная схема выпрямителя с индуктивной нагрузкой к примеру расчета.

Рис. 4.2 Принципиальная схема управляемого выпрямителя к примеру расчета.

В управляемом выпрямителе создаются значительные пульсации напряжения, для уменьшения которых обычно применяют многозвенный сглаживающий фильтр. Коэффициент пульсаций на входе фильтра зависит от угла регулирования :


(4.1.)

где К = 1 для первой гармоники частоты пульсаций.

Для уменьшения коэффициента пульсаций можно применить коммутирующие диоды.

Пример. Исходные данные:

1. Пределы регулирования выпрямленного напряжения U’0 = 70100 В.

2. Сопротивление нагрузки = 100 Ом =const, При регулировании ток нагрузки изменяется от I0max= U’0max/Rн = 100:

100 = 1 А до I0min= 70:100 = 0,7 А.

3. Коэффициент пульсаций напряжения на нагрузке Кпвых = 0,2%.

4. Напряжение сети 220 В частоты 50 Гц.


Расчет:

1. Для сравнительно небольшой мощности Р0тах =U’0I0 = 100 • 1 = 100 Вт выбираем однофазную мостовую схему выпрямления с Г-образным LС-фильтром (рис. 4.2).

2. Основные параметры выпрямителя при максимальном выходном напряжении U’0 = 100 В, т. е. при α = 0

Uдр=0,1U’о =0,1x100=10 В при Р0=100 Вт; (4.2.)

U0=U'о+Uдр=100+10=110В; U2=1,11U0 =1,11x110=122В; (4.3.)

I2=0,707I0=0,707x1=0,707A; Kтр=U2/U1=122/220=0,555; (4.4.)

I1=IоKтр=1x0,555=0,555A; Pтип=1,11U0I0=1,11x110x1=122BA; (4.5.)

I0в=0,5I0=0,5x1=0,5A; ImB=I0=1A; (4.6.)

Uобр=1,57U0=1,57x100=173В; Kпвх=0,67(67%); (4.7)

3


(4.8)
. Определение основных параметров выпрямителя при минимальном выходном напряжении, т. е. при α= α мах









(4.9)

(4.10)

(4.11)

(4.12)

(4.13)

(4.14)

(4.15)

(4.16)




(4.17)

(4.18)

4. Выбор типа вентилей. В мостовой схеме для упрощения управления выбраны два вентиля неуправляемых и два тринистора. Выбираем вентили по максимальному обратному напряжению Uобрm = 173 В и максимальному значению выпрямленного тока I0в = 0,5 А и I 0вн = 0,626 А.

Выбираем диоды типа Д242Б (Uобр.доп = 200 В; Iо = 2 А). Выбираем тринисторы типа КУ201Ж (Uобр.доп = 200 В; Iо = 2 А, Iупр тах = 0,2 А).

5. Определение коэффициента сглаживания:

q=Кп.вхп.вых=1,51:0,002=755. (4.19)

П

(4.20)
ринимаем двухзвенный фильтр с коэффициентом сглаживания одного звена:

П

(4.21)
ринимаем двухзвенный фильтр с коэффициентом сглаживания одного звена:

6

(4.22)
. Определение элементов каждого звена фильтра:

А


(4.23)

(4.24)
мплитуда переменного напряжения на конденсаторе первого звена С1:

В

(4.25)
ыбираем конденсатор типа К50-12 емкостью С1=С1==50 мкф, Uраб=250В:


(4.26)
U
~mконд=6%; Uраб =0,06x250 =15,2 В > 6,1 В.

И

(4.27)
ндуктивность дросселя


7



(4.28)
. Проверка условия отсутствия резонансных явлений в фильтре



(4.29)

8. Расчет элементов цепи управления.

Р



(4.30)
асчет цепи управления сводится к определению элементов фазосдвигающей цепи RC или LC (или расчету магнитного усилителя), выбору диодов Д3, Д6 и расчету трансформатора Тр2

Конденсатор С3 выбирается емкостью в десятки - сотни микрофарад при частоте сети 50 Гц. Выбираем два конденсатора типа К52-3 по 80 мкФ, включенные параллельно с рабочим напряжением Uраб = 90 В; U~mдоп = 35% Uраб = 0,35 x 90 = 31,5 В.

Для построения регулировочной характеристики задаются углом α0 = 10, 20, 30 и т, находят величину R3 табл. 6 значение U’- Результаты расчетов сведены в табл. 3.

^ Таблица 3 Характеристики угла а0.

α0

10

20

30

40

46

Rз=1/ωСtgφ, Ом

220

113

74

55

47

U’=U’0cosα, В

98,5

94

06,6

76,6

70


Тринисторы КУ201Ж выбираем с запасом по току более чем вдвое, поэтому максимальное значение управляющего тока необходимо уменьшать до величины Iупрампл =0,09 А.

9. Выбираем резистор = 270 Ом типа СП5-2ТА на 2 Вт.

М

(4.31)

(4.36)
ощность, рассеиваемая резистором:


Выбираем ограничительные резисторы R1 = R2 = 11 Ом типа МЛТ-0,125:

А


(4.32)

(4.33)
мплитуда переменного напряжения на половине вторичной обмотки трансформатора Тр2

Выбор диодов Д1, Д4 производится по току Iупрампл и напряжению U’~m Выбираем диоды типа Д202 (Uобр = 100 В; I0в = 0,4 А), у которых

R
(4.34)
i≈
Uпр/Iупр.ампл = 1: 0,09 = 11 Ом.

У

(4.35)
точняем амплитуду переменного напряжения:

U’~m=Iупр.ампл(R1+R3max+Ri)=0,09(11+270+11)=26,2В.

З

атем проводится конструктивный расчет трансформатора Тр2 для данных:

В

(4.38)

(4.37)
случае применения фазосдвигающей цепи ^ LR3 задаются величиной L, дросселя и находят пределы изменения величины резистора R3 из выражения

Если необходимы более широкие пределы регулирования напряжения, то помимо переменного резистора используют дроссель насыщения, Если регулирующим элементом служит магнитный усилитель, то проводятся выбор его магнитопровода и расчет его обмоток.

М

(4.39)
аксимальный КПД выпрямителя

Т

(4.40)
аблица 4 Коэффициент пульсаций.

Нагрузка

Коэффициент пульсации Кп, %

Анодные (коллекторные) цепи

Сеточные (базовые) цепи

1

2

3

1. Выходные каскады:



Радиотелеграфных передатчиков

0,5-3

0,05-0,3

Радиотелефонных передатчиков

0,05-0,1

0,01-0,05

Радиовещательных и телевизионных передатчиков

0,02-0,05


0,01-0,05


2. Промежуточные каскады:



Радиотелеграфных передатчиков

0,15-0,5

0,05-0,2

Радиотелефонных передатчиков

0,02-0,1

0,01-0,1

Радиовещательных и телевизионных передатчиков

0,01-0,05


0,01-0,05


3. Задающие генераторы (возбудители) передатчиков

0,001-0,01


0,001-0,01


4. Мощные каскады усиления низкой частоты

Передатчиков и приемников (двухтактная схема)

0,5-3


5. Усилители низкой частоты(однотактная схема)

0,05-0,1


Продолжение таблицы 4

1

2

6. Каскады усиления высокой частоты радиоприемников

0,01-0,05


7. Цепи накала электронных ламп постоянным током:

прямого накала

0,01-0,05

Косвенного накала

0,5-4

8. Цепи питания ускоряющих электродов электронно-лучевых трубок


0,01-0,1

9. Цепи питания микрофонов

0,00001-0,0001

Таблица 5 ^ Таблица расчета Uдр.

Pо,Ватт


Uдр=Iо Rдр




Fc=50 Гц

V

fc=400 Гц

До 10

0,2 —0,15

0,08 —0,065

10—30

0,15 —0,12

0,065—0,05

30—100

0,12 —0,09

0,05—0,035

100—300

0,09 —0,06

0,035—0,025

300—1000

0,06 —0,045

0,025—0,018

1000—3000

0,045—0,03

0,018—0,012

3000—10 000

0,03 —0,02

0,012—0,009

Таблица 6 Параметры схемы выпрямления.



№ п/п



Параметр

Значения параметра в зависимости от схемы выпрямления

Двухполу-периодная со средней точкой


Однофазная мостовая


Трехфаз-ная


Трехфазная мостовая







1

2

3

4

5

6

7

1


Действующее значение напряжения вторичной обмотки U2

2x1,11U0

1,11xU0

0,815U0

0,43U0


0,74U0


Продолжение таблицы 6

1

2

3

4

5

6

7

2

Действующий ток вторичной

Обмотки I2

0,707I0

0,707 I0

0,58 I0

0,815 I0

0,47 I0

3

Действующий ток первичной обмотки I1

IoKтр


IoKтр


0,47 IoKтр


0,815 IoKтр


0,47 IoKтр


4

Типовая мощность трансформатора Ртип

1,34IоUо


1,11 IоUо


1,35 IоUо


1,05 IоUо


1,05 IоUо


5

Подмагничивание трансформатора

Нет


Нет


Есть


Нет


Нет


6

Среднее значение тока вентиля Iов

0,5 I0


0,5 I0


0,33 I0


0,33 I0

0,33 I0


7

Действующее значение тока вентиля Iв

0,707 I0


0,707 I0


0,58 I0


0,58 I0


0,58 I0


8

Амплитудное значение тока вентиля Imв

I0


I0

I0

I0

I0

9

Обратное напряжение на вентиле Uобрm

3,14

1,57Uо

2,09 Uо

1,05 Uо

1,05 Uо

10

Число вентилей N

2

4

3

6

6

11

Частота пульсаций fп

2fc

2fс

3fс

6fс

6fс

12

Расчетный коэффициент Кт

7

5,2

6,6

2,5

7,6

13

Расчетный коэффициент КL

5,5x10-3

6,4x10-3

3,3x10-3

10-3

3x10-3

14

Падение напряжения на ак- тивном сопротивлении ∆UT трансформатора


IоRтр


IоRтр


IоRтр


2 IоRтр


0,67 IоRтр

15


Падение напряже­ния на реактивном сопротивлении трансформатора ∆Ux

2IоfсLs

2 IоfсLs

3 IоfсLs

6 IоfсLs

4 IоfсLs




оставить комментарий
страница3/5
Дата29.03.2012
Размер1,04 Mb.
ТипДиплом, Образовательные материалы
Добавить документ в свой блог или на сайт

страницы: 1   2   3   4   5
Ваша оценка этого документа будет первой.
Ваша оценка:
Разместите кнопку на своём сайте или блоге:
rudocs.exdat.com

Загрузка...
База данных защищена авторским правом ©exdat 2000-2017
При копировании материала укажите ссылку
обратиться к администрации
Анализ
Справочники
Сценарии
Рефераты
Курсовые работы
Авторефераты
Программы
Методички
Документы
Понятия

опубликовать
Документы

наверх