Трансиверы прямого преобразования Поляков icon

Трансиверы прямого преобразования Поляков


2 чел. помогло.
Смотрите также:
3. транспорт дорожное строительства автодорожный транспорт авиация...
1 Конструктивные особенности приборов прямого преобразования...
Реферат на тему «Геометрические преобразования»...
Реферат по дисциплине управление маркетингом на тему стратегии прямого маркетинга...
Е. В. Чепин Московский инженерно-физический институт (государственный университет) 1 нтц «Орион»...
«авангард-оптон»...
«рождение нового человечества» в городе хмельницком, 8-10 апреля 2011 г...
Лекция Преобразования Лоренца и следствия из них § Преобразование Лоренца для координат...
Сеялка для прямого посева зерновых культур спз-3,6...
Программа по курсу: практикум по трёхмерной машинной графике (базовый) по направлению: 511600...
Программа занятий по математике...
Европейский суд по правам человека пятая секция дело "поляков (polyakov) против российской...



Загрузка...
страницы:   1   2   3   4
скачать
В.Т.ПОЛЯКОВ


ТРАНСИВЕРЫ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ


Издательство ДОСААФ СССР. 1984 г.


ВВЕДЕНИЕ


Время от времени в истории науки и техники случаются события, до неузнаваемости преобразующие жизнь всех людей. К таким событиям относится и изобре­тение радиосвязи. Радио оказалось могучим средством общения между людьми, передачи информации практиче­ски мгновенно на огромные расстояния, обеспечило воз­можность организационно-управленческих мероприятий в масштабе целых государств. Попробуйте представить со­временный мир без радиосвязи — у вас ничего не полу­чится. Без связи остановятся промышленность, транспорт, замрет экономическая, политическая и общественная жизнь. В настоящее время линии радиосвязи многократно опоясывают весь земной шар.

Одним из интереснейших увлечений многих радиолю­бителей является радиосвязь на коротких (KB) и ульт­ракоротких (УКВ) волнах в специально отведенных для радиолюбителей диапазонах. Правовые вопросы люби­тельской радиосвязи решаются рядом внутригосударст­венных и международных организаций.

В области радиосвязи любителями сделано очень мно­го. Ими открыто и освоено дальнее распространение ко­ротких волн, они впервые использовали радиоволны для связи с летательными аппаратами, исследовали распрост­ранение ультракоротких волн в условиях горной и пере­сеченной местности, ими непрерывно разрабатывается и совершенствуется связная аппаратура. Лучшие профес­сионалы, специалисты по радиосвязи, прошли школу ра­диолюбительства и часто навсегда сохраняют привержен­ность этому увлечению. Путь в эфир для радиолюбителя начинается с получения разрешений на постройку и экс­плуатацию радиостанции и присвоения позывного сигна­ла. Но нужно построить и саму радиостанцию. В ряде стран, например в США, Японии, налажен промышлен­ный выпуск любительских радиостанций (трансиверов), но даже и там наибольшим уважением пользуются радио­любители, сами построившие свои станции. Повторить трансивер промышленного производства, а тем более профессиональную связную радиостанцию, достаточно сложно. Нужны знания, опыт, соответствующее оборудование, дефицитные детали, наконец. Знания и опыт при­обретаются любителем в процессе постройки своей стан­ции и других сопутствующих экспериментов. Часто радиостанция конструируется с использованием своих, оригинальных схемных решений и затем постоянно усо­вершенствуется. Часто шутят, что для увлеченного радио­любителя-коротковолновика и конструктора постройка станции не кончается никогда. В процессе подобного творчества радиолюбителями предложено немало новых идей, методов и схем, относящихся к связной аппаратуре. К ним относится и техника прямого преобразования, позволяющая при минимальных затратах получать очень неплохие результаты.

Техника гетеродинного приема была изобретена и ши­роко использовалась еще на заре радиосвязи (1901 — 1922 гг.) в первых, тогда еще примитивных радиостан­циях, работающих незатухающими колебаниями. Появле­ние гетеродинных (т. е. прямого преобразования) приемников резко увеличило дальность радиосвязи. С по­явлением радиоламп и разработки на их основе регене­ративных и супергетеродинных приемников принцип прямого преобразования был прочно забыт. Вернулись к нему радиолюбители в 70-х годах, когда с использова­нием современной элементной базы появилась возмож­ность создавать очень простые приемники и трансиверы прямого преобразования, обладающие тем не менее высо­кой чувствительностью и селективностью. Прогресс в этой области еще далеко не закончился и следует ожидать но­вых интересных разработок. Развитие современной ра­диоэлектроники связано с широким использованием аналоговых и цифровых интегральных микросхем. Тех­ника прямого преобразования, где основное усиление и обработка сигналов производятся на низких частотах, отвечает этим тенденциям как нельзя лучше. В транси-верах прямого преобразования можно применить инте­гральные усилители, синхронные и цифровые фильтры, цифровые синтезаторы частоты, формирователи однопо­лосных сигналов и т. д.

Эта книга посвящена описанию принципов действия и практических схем радиостанций (трансиверов), выпол­ненных на основе метода прямого преобразования сигна­ла. Начинающие радиолюбители смогут по ней разо­браться в некоторых теоретических основах связной тех­ники и найти несложные конструкции для повторения.

Множество из разобранных в книге схем пригодны не только для трансиверов прямого преобразования, но и для приемников, передатчиков, радиостанций, выпол­ненных на основе традиционных методов формирования и обработки сигнала. Например, задающие генераторы, смесители, модуляторы, усилители высокой и низкой ча­стоты, усилители мощности используются в любой связ­ной аппаратуре. Интересна собранная в книге информа­ция о фильтрах и ограничителях сигналов звукового диа­пазона. Она может быть полезна не только при разра­ботке систем и аппаратуры радиосвязи, но и телефонной связи по проводам.

Книга содержит всего три главы. В первой главе раз­бираются теоретические основы радиосвязи, способы формирования и приема сигналов. Изложение этих во­просов, с целью облегчения понимания материала, дано в сопровождении лишь самых элементарных математи­ческих выкладок. В первой главе приведены структур­ные схемы трансиверов, использующих метод прямого преобразования сигнала: простейшего телеграфного трансивера, однополосных фазовых и фазофильтровых телефонных трансиверов. Структурные схемы аппаратов сопровождаются описанием принципа их действия.

Вторая глава посвящена детальному разбору прин­ципиальных схем отдельных элементов трансиверов пря­мого преобразования. В ней описаны схемы и конструк­тивные особенности задающих генераторов, преобразо­вателей частоты и модуляторов, фазовращателей, филь­тров, ограничителей, усилителей высокой и низкой ча­стоты.

В третьей главе описаны шесть практических конст­рукций коротковолновых трансиверов различной слож­ности и на различные диапазоны волн — от 160 до 10 м. Даны эскизы их конструктивного выполнения и рекомен­дации по налаживанию. Все трансиверы опробованы при реальной работе в эфире, а некоторые из них уже неоднократно повторялись радиолюбителями.

Вероятно, книга заинтересует и подготовленных ра­диолюбителей-коротковолновиков, интересующихся раз­личными вариантами схемной и конструктивной реализа­ции трансиверов. Они также могут использовать приве­денные здесь описания либо целиком, либо как составные части для самостоятельно разрабатываемой аппаратуры.


^ ГЛАВА ПЕРВАЯ.


ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ТРАНСИВЕРОВ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ


1. ПРОСТЕЙШИЙ ТЕЛЕГРАФНЫЙ ТРАНСИВЕР


В любительской радиосвязи на KB и УКВ в настоящее время используются в основном два вида сиг­налов: телеграфные (CW) и однополосные (SSB). Оста­новимся сначала на первых. Телеграфные сигналы пред­ставляют собой длинные и короткие посылки синусои­дальных высокочастотных сигналов, соответствующие тире и точкам азбуки Морзе. Хотя телеграф и был изобретен полтора столетия назад, он остается самым «дальнобойным» и помехоустойчивым видом связи. Объясняется это тем, что телеграфный сигнал передается как бы в двоичном коде, где различаются всего два состояния — наличие и отсутствие сигнала. Для уверен­ного приема, т. е. различения этих состояний, достаточно отношения сигнал/шум или сигнал/помеха на выходе лриемника порядка единицы. Наименьшее еще допусти­мое отношение сигнал/шум получается при слуховом приеме, в основном и используемом радиолюбителями. Ограниченное распространение получил и любительский буквопечатающий прием (телетайп), помехоустойчи­вость которого несколько хуже.

Для слухового приема CW сигналов их можно снача­ла промодулировать по амплитуде в одном из высокочас­тотных каскадов приемника, а затем продетектировать обычным детектором AM (детектором огибающей). Такой способ приема, называемый модуляционным, имел неко­торое распространение в 30-х годах и до сих пор приме­няется в некоторых приемниках СВЧ и инфракрасного (ИК) диапазонов, т. е. на чрезвычайно высоких частотах, При модуляционном приеме высота принятого тона не зависит от частоты сигнала, поэтому сигналы двух близ­ких по частоте станций различить практически невозмож­но. Помехоустойчивость модуляционного приема невысо-» ка, поскольку часть энергии принимаемого сигнала теряется при модуляции, а детектор огибающей значи-» тельно ухудшает отношение сигнал/шум, особенно при слабых сигналах,

На KB гораздо эффективнее гетеродинный прием. В этом случае принимаемый сигнал преобразуется по частоте в звуковой диапазон, фильтруется, усиливается и воспроизводится телефонами или громкоговорителем. В супергетеродинном CW приемнике частота сигнала пре­образуется не менее двух раз — сначала в промежуточную (ПЧ), для этого служит первый смеситель, а затем, после усиления и фильтрации на ПЧ, в низкую звуко­вую. Последнее преобразование выполняет второй сме­ситель или второй детектор, связанный с телеграфным гетеродином. Таким образом, телеграфный супергетеро­дин является, по сути дела, гетеродинным приемником с двукратным или трехкратным преобразованием часто­ты. Преобразователи частоты — линейные элементы, не изменяющие отношения сигнал/шум (разумеется, если собственные шумы преобразователя достаточно малы). Поэтому отношение сигнал/шум на звуковой частоте при гетеродинном лриеме получается таким же, как и на входе приемника. Этим и объясняется высокая эффектив­ность данного способа приема.

Поясним сказанное примером. Пусть частота прини­маемого сигнала равна 7010 кГц. Для получения ПЧ 501 кГц частота первого гетеродина должна иметь значе­ние либо 7511 кГц, либо 6509 кГц. В первом случае первый смеситель вычитает частоту сигнала из частоты гетеродина, т. е. fm = frfc, во втором наоборот, т. е. fu4=fc — fr- После усиления трактом ПЧ сигнал преобра­зуется по частоте во втором смесителе, частота гетероди­на которого фиксирована и имеет значение 500 кГц. После второго преобразования образуется сигнал НЧ с частотой 1 кГц, подаваемый на оконечный УНЧ прием­ника. Отметим сразу же существенную для трансиверов особенность супергетеродинного приема: ни один из гете­родинов не работает на частоте, близкой к частоте сигна­ла, что не позволяет использовать гетеродины как задаю­щие генераторы при передаче без дополнительных час­тотных преобразований.

В отличие от супергетеродина приемник прямого пре­образования содержит только один смеситель, установ­ленный либо непосредственно на входе приемника, либо после УВЧ с небольшим коэффициентом усиления. Ге­теродин настраивается примерно на частоту сигнала, разница составляет 0,5...! кГц. На выходе смесителя вы­деляется сигнал звуковой частоты, подаваемый на фильтр нижних частот (ФНЧ), служащий для ослабле­ния сигналов соседних по частоте станций, и далее на УНЧ с большим коэффициентом усиления. В нашем при­мере при частоте сигнала 7010 кГц частота гетеродина должна составлять либо 7009, либо 7011 кГц. И в том и в другом случае преобразованная звуковая частота со­ставит 1 кГц. Гетеродин приемника прямого преобразо­вания с успехом может служить задающим генератором передатчика радиостанции. Небольшая дополнительная подстройка на частоту сигнала корреспондента, 7010 кГц в нашем примере, может осуществляться цепью незави­симой подстройки приемника, о которой будет рассказа­но далее.

Структурная схема простейшего телеграфного тран-сивера прямого преобразования показана на рис. 1. Приемник трансивера содержит входной контур или фильтр Z1 (преселектор), смеситель VI с гетеродином G-1, ФНЧ Z2 и УНЧ AL Звуковой сигнал в виде точек и ти­ре телеграфных посылок воспроизводится телефонами или громкоговорителем BL При передаче ключом S1 приводится в действие усилитель мощности А2, подни­мающий уровень мощности ВЧ сигнала гетеродина G1 до необходимого. Усиленный сигнал излучается антен­ной W1. Смеситель VI и усилитель НЧ приемника А1 на время передачи могут отключаться. Необходимы так­же средства защиты входных цепей приемника от мощ­ного сигнала передатчика. Полезными добавлениями мо­гут явиться цепи независимой подстройки гетеродина при приеме и цепь самоконтроля. Последняя представ­ляет собой маломощный звуковой генератор, связанный с оконечными каскадами УНЧ или непосредственно с те­лефонами и включаемый при нажатии ключа. Генератор позволяет контролировать качество и четкость собственной работы на ключе.



^ Рис. 1. Структурная схема телеграфного трансивера


Рассмотрим более подробно назначение отдельных узлов, показанных на структурной схеме. Входной фильтр Z1 нужен для предварительной селекции при­нимаемого сигнала. Чаще всего он выполняется непере­страиваемым, с полосой пропускания, соответствующей частотной полосе довольно узких любительских диапазо­нов. Затухание фильтра за пределами полосы пропуска­ния должно быть по возможности больше. Это умень­шает вероятность появления перекрестных и интермоду­ляционных помех, создаваемых мощными служебными и радиовещательными станциями. Самым ответственным узлом приемника является смеситель VL Он должен преобразовывать сигналы принимаемых станций по ча­стоте, но ни в коем случае не детектировать их. Иначе приемник прямого преобразования превращается в обыч­ный детекторный с УНЧ, и в телефонах будет слышна передача наиболее мощной в диапазоне станции незави­симо от частоты настройки гетеродина. По этой причине для приемника прямого преобразования непригодны смесители, выполненные по однотактной схеме на од­ном диоде или транзисторе. Прямое детектирование го­раздо меньше сказывается в балансных и кольцевых смесителях, а также в смесителях на встречно-парал­лельных диодах или полевых транзисторах, особенно ре­комендуемых для приемников прямого преобразования. Частота гетеродина для смесителей такого типа должна быть вдвое ниже частоты сигнала, что повышает раз­вязку входных и гетеродинных цепей, а также уменьша­ет влияние наводок на гетеродин со стороны усилителя мощности.

ФНЧ ^ Z2, установленный на выходе смесителя, опре­деляет кривую односигнальной селективности всего при­емника. Чаще всего используют одно- или двухзвенный LC фильтр нижних частот с частотой среза 2,7...3 кГц. Частоты ниже 300 Гц хорошо ослабляются в УНЧ при соответствующем выборе емкостей переходных конден­саторов. Результирующая полоса пропускания ФНЧ и УНЧ соответствует общепринятой в любительской прак­тике полосе низкочастотного телефонного канала 0,3...3 кГц. Кривая селективности приемника при таком выборе полосы ФНЧ и УНЧ показана на рис 2, а. Бу­дут приниматься сигналы с расстройками ±0,3...3 кГц относительно частоты гетеродина. Наличие двух боко­вых полос приема является существенным недостатком приемной части простого трансивера прямого преобразо­вания. При вращении ручки настройки, т. е. при изме­нении частоты гетеродина, например вверх, тон сигна­лов станций, расположенных в верхней боковой полосе приема (ВБП) будет понижаться, а в нижней (НБП) — повышаться. При некотором навыке это позволяет рас­познать, в какой боковой полосе приема расположен сиг­нал нужной станции.



^ Рис. 2. Кривая селективности:

a - соответствующая общепринятой полосе низкочастотного телефонного ка-ала; б — приемника с узкополосным фильтром


Селективность приемника для телеграфных сигналов можно повысить, установив между каскадами УНЧ (лучше всего между первым и вторым) узкополосный НЧ фильтр с центральной частотой 700...1000 Гц. При приеме телефонных сигналов фильтр должен отключать­ся. Кривая селективности приемника с узкополосным фильтром приобретает вид двух узких пиков, как пока­зано на рис. 2, б. В этом случае заметно облегчается процесс выделения сигнала нужной станции в «густона­селенных» диапазонах. Вероятность же попадания ча­стоты мешающей станции на частоту соседнего, нерабо­чего пика кривой селективности сравнительно невелика. При использовании узкополосного фильтра значительно возрастают требования к стабильности частоты гетеро­дина и к плавности хода механизма настройки, иначе поиск желаемых станций будет затруднен.

В простом трансивере (рис. 1) принимаемый сигнал усиливается только в УНЧ, поэтому его коэффициент усиления должен быть довольно большим, от 104 до 106. Стабильное усиление такого порядка при использовании современных транзисторов и микросхем, а также при ра­циональном монтаже и расположении деталей получить несложно. Чувствительность приемной части трансивера даже без УВЧ можно довести до долей микровольта. При этом смеситель и первый каскад УНЧ необходимо выполнить на малошумящих элементах (диодах и тран­зисторах). Тракт сигнала от антенны до первого усили­тельного каскада должен вносить минимальные потери, что достигается сквозным согласованием сопротивлений входного фильтра, смесителя, ФНЧ и УНЧ. Подробнее об особенностях конструирования приемников прямого преобразования можно прочитать в литературе [1].

Гетеродин трансивера остается включенным постоян­но как при передаче, так и при приеме. Собственно же передающая часть получается очень простой — это уси­литель мощности высокочастотных колебаний, выпол­ненный по какой-либо стандартной схеме. Содержит он обычно от одного до трех каскадов усиления, связан­ных между собой резонансными контурами низкой доб­ротности или широкополосными трансформаторами. В случае если гетеродин трансивера работает на поло­винной частоте сигнала, первым каскадом в усилителе мощности должен быть удвоитель частоты. Все каскады усилителя включаются только при нажатии телеграфно­го ключа.

Описанный трансивер, отличаясь предельной просто­той, имеет и ряд других важных достоинств. Во-первых, благодаря общему гетеродину и приемник и передатчик перестраиваются по частоте синхронно, обеспечивая так называемую «одноручечную» настройку. Услышав сиг­нал корреспондента, достаточно нажать ключ, чтобы по­звать его, не делая никаких дополнительных регулиро­вок или подстроек. Во-вторых, при отжатии ключа тран­сивер автоматически переходит на прием, т. е. получает­ся полудуплексный режим работы. Сигналы корреспон­дента при этом можно слушать даже в паузах между собственными посылками. Имеются, однако, и недостат­ки. Чтобы нормально принимать.сигнал корреспондента, гетеродин трансивера надо настроить на 0,5...! кГц вы­ше или ниже его частоты. Следовательно, и передача будет вестись на частоте, несколько отличающейся от частоты корреспондента. Этот недостаток не имеет боль­шого значения при связи с использованием двух одно­типных трансиверов, выполненных по схеме рис. 1, просто один из трансиверов будет настроен несколько ни­же, а другой несколько выше по частоте. Проблемы воз­никают при ответе корреспондента точно на частоте ва-. шего вызова — не перестроив трансивер, этот ответ при­нять нельзя, поскольку ответный сигнал попадает на ча­стоту «нулевых биений». Вопрос полностью решается при установке в трансивер цепи независимой подстройки приемника, позволяющей изменять частоту гетеродина в небольших пределах (±5...15 кГц) только при приеме. Другой недостаток простого трансивера связан с на­личием двух боковых полос приема (рис. 2). Одну из них можно подавить методами фазовой селекции, кото­рые мы рассмотрим в третьем разделе этой главы. Эти методы применяются при передаче и приеме однополос­ных (SSB) сигналов в трансиверах прямого преобразо­вания. Поэтому рассмотрим сначала особенности теле­фонной связи с использованием модулированных сиг­налов.


^ 2. МОДУЛЯЦИЯ И ПРИЕМ МОДУЛИРОВАННЫХ

ТЕЛЕФОННЫХ СИГНАЛОВ


Немодулированный ВЧ сигнал (несущая) сам по себе не несет никакой информации. Для передачи те­леграфного сообщения ВЧ сигнал манипулируют в соот­ветствии с кодом Морзе. Для передачи же телефонного сообщения несущую необходимо модулировать, т. е. из­менять в такт со звуковым напряжением параметры ВЧ сигнала — амплитуду, частоту или фазу. Чисто угловая модуляция, частотная или фазовая, на КБ в настоящее время не используется, поскольку ширина спектра сигна­ла, т. е. полоса частот, занимаемая радиостанцией в эфи­ре, получается излишне широкой. Поэтому рассмотрим амплитудную модуляцию (AM) сигнала.

Пусть звуковое напряжение, поступающее от микро­фонного усилителя, описывается функцией s (t), причем будем полагать, что — l
UАМ(t) = [1+ms(t)]A0 cos (wо+ф0), (1)

где т — коэффициент модуляции, 0
A0 — амплитуда высокочастотной несущей;

w0 = 2пf0 — угловая частота несущей; Фо — начальная фаза несущей.

При s(t) = 0 или m = 0 модуляция отсутствует, и передат­чик излучает немодулированную несущую:

u0(t)=A0cos (wоt+ф0). (2)

График AM сигнала при модуляции синусоидальным звуковым напряжением

s(t)=cosQt (3)

показан на рис. 3. Как видно из рисунка, а также из формулы (1), при AM непрерывно передается несущая, которая информации не несет и нужна только для нор­мальной работы амплитудного детектора в приемнике. На передачу несущей тратится, даже при очень глубокой модуляции (m-> 1), более половины излучаемой мощно­сти. Спектр AM сигнала при синусоидальной модуляции легко найти, подставив (3) в (1) и проведя тригонометри­ческие преобразования:





^ Рис. 3. AM сигнал


Спектр содержит три частоты: несущую f0, верхнюю бо­ковую fо+F и нижнюю боковую fo — F, как показано на рис. 4, а. (Напомним, что w0 = 2пf0 и Q = 2пF.) Если несу­щая промодулирована не чистым тоном, а звуковым си­гналом, занимающим некоторый спектр, то обе боковые полосы симметрично отображают этот спектр, как показано на рис. 4, б условными треугольниками. Легко ви­деть, что полоса частот, занимаемая в эфире AM стан­цией, вдвое шире необходимой, соответствующей ширине спектра звукового сигнала.



^ Рис. 4. Спектр AM сигнала:

а — синусоидальная модуляция; б — модуляция звуковым сигналом


Вся информация о звуковом сигнале содержится в каждой из боковых полос. Поэтому для передачи теле­фонного сообщения достаточно излучать спектр частот, соответствующий одной из боковых полос, верхней или нижней. При этом получается четырехкратный выигрыш по мощности сигнала по сравнению с AM при т = 1, поскольку половина мощности при AM тратится на пере­дачу несущей, а оставшаяся половина делится поровну между двумя боковыми полосами. Дополнительный дву­кратный выигрыш получается в приемнике, так как мощ­ность шумов и помех в полосе SSB (3 кГц) вдвое меньше, чем в полосе AM (6 кГц). Таким образом, переход к од­нополосной модуляции (SSB) дает восьмикратный вы­игрыш по мощности сигнала. В условиях селективных замираний, характерных для KB диапазонов, выигрыш получается еще больше и оценивается примерно в 16 раз (12 дБ).

Если из AM сигнала исключить несущую, получается двухполосный сигнал с подавленной несущей (DSВ си­гнал). Выполнить это технически довольно просто — до­статочно установить в передатчике балансный модуля­тор. Математически он выполняет операцию перемноже­ния напряжений звукового сигнала и несущей:

(4)

Форма DSB сигнала при модуляции синусоидальным колебанием (3) показана на рис. 5. Дважды за период модуляции амплитуда ^ DSB сигнала падает до нуля, и в эти моменты фаза высокочастотного заполнения меняет-

ся на обратную. Спектр DSB сигнала легко получить из (4), подставив выражение для синусоидального моду­лирующего сигнала (3) (для простоты положим фо=0):



Как и следовало ожидать, он содержит лишь две спект­ральные составляющие на частотах coo±fi, как показано на рис. 6, а. При модуляции спектром звуковых частот образуются две боковые полосы, такие же, как у AM сигнала, но без несущей (рис. 6,6). Оценим выигрыш по мощности при переходе от AM к DSB. Устранение несу­щей дает двукратный выигрыш. В детекторе приемника амплитуды боковых полос складываются, что увеличи­вает мощность НЧ сигнала по сравнению с мощностью одной боковой в 4 раза, тогда как независимые шумы двух боковых полос складываются по мощности. Это дает еще двукратный выигрыш над AM и общий выигрыш получается в 4 раза.



^ Рис. 6. Спектр DSB сигнала: а — синусоидальная модуляция; б — модуляция звуковым сигналом


Таким образом, при равных пиковых мощностях пере­датчика переход к ^ DSB дает четырехкратный, а к SSB — восьмикратный выигрыш. Однако средняя излучаемая мощность при DSB получается вдвое меньше, чем при SSB за счет периодического уменьшения амплитуды из­лучаемого сигнала до нуля (см. рис. 5). При одинако­вых же средних мощностях передатчика, или при одина­ковых мощностях, подводимых к оконечному каскаду от источника питания, DSB и SSB модуляция эквивалентны по выигрышу и оказываются намного эффективнее AM. В паузах речи DSB и SSB передатчики не излучают, а это повышает их экономичность и снижает общий уро­вень помех в эфире.



^ Рис. 7. Структурная схема DSB. передатчика



Рис. 8. Структурная схема фильтрового SSB передатчика


Структурная схема DSB передатчика (рис. 7) чре­звычайно проста. Он содержит задающий генератор G1, который может содержать также буферные каскады и умножители частоты, балансный модулятор U1 и выход­ной усилитель мощности А1. Второй вход балансного модулятора соединен с микрофонным усилителем А2. Часто балансную модуляцию осуществляют в выходном мощном двухтактном каскаде.

Сформировать ^ SSB сигнал значительно сложнее. Находят применение два способа — фазовый и фильтровый. Структурная схема фазового SSB передатчика не отли­чается от показанной на рис. 7, за исключением того, что вместо балансного модулятора U1 должен использовать­ся однополосный модулятор, который мы рассмотрим в следующем разделе.

Фильтровый передатчик (рис. 8) содержит кварцевый генератор ^ G1, балансный модулятор U1 и микрофонный усилитель А2. DSB сигнал с выхода модулятора U1 по­дается на узкополосный кварцевый или электромеханиче­ский фильтр (ЭМФ), выделяющий одну боковую полосу спектра сигнала. Поскольку фильтр с полосой пропуска­ния 2,1 ... 3 кГц можно выполнить только на фиксиро­ванную частоту f1, обычно 500 кГц для ЭМФ и 3...9 МГц для кварцевых, необходимо еще одно преобразование частоты, осуществляемое смесителем U2. Частота пере­страиваемого гетеродина G2 подбирается такой, чтобы сумма или разность частот f1 и f2 попала в рабочий диа­пазон.

К недостаткам фильтрового SSB передатчика отно­сятся сложность схемы и наличие побочных каналов из­лучения, возникающих на частотах гетеродинов и комби­национных частотах при многократном преобразовании частоты. Например, при первой ПЧ fr = 500 кГц для пе­реноса SSB сигнала на высокочастотные диапазоны 14 ... 28 МГц при условии хорошей фильтрации побоч­ных продуктов двух преобразований уже недостаточно, и в схему рис. 8 приходится вводить еще один смеситель с кварцевым гетеродином. Трансиверы, использующие фильтровый метод, еще сложнее, поскольку в приемнике трансивера необходимо установить столько же преобра­зователей частоты, сколько их имеется в передатчике. Лишь гетеродины и фильтры получаются общими для передатчика и приемника. Естественно, что приемник трансивера получается супергетеродинным, по крайней мере с двухкратным преобразованием частоты.

Рассмотрим теперь способы приема модулированных сигналов. AM сигналы детектируются общеизвестным де­тектором огибающей,, таким же, как в любом радиовеща­тель-ном приемнике. Естественно, что до детектирования AM сигнал должен быть усилен до значительного уровня (0.,1 ... 1 В), поэтому AM приемники обычно выполняют по супергетеродинной схеме. При приеме DSB сигналов с подавленной несущей последняя восстанавливается в

тракте ПЧ самого приемника. Казалось бы, что приемник трансивера прямого преобразования (см. рис. 1), обла­дающий кривой селективности, как на рис. 2, идеально подходит для приема DSB сигнала со спектром рис. 6, б. На самом деле это не так. Даже при точной настройке гетеродина на частоту подавленной несущей w0 его коле­бания будут иметь произвольный фазовый сдвиг ф. На­пряжения DSB сигнала и гетеродина приемника можно записать следующим образом:



Смеситель приемника осуществляет операцию перемно­жения этих сигналов:



ФНЧ на выходе смесителя выделяет только НЧ сигнал, соответствующий первому слагаемому, и отфильтровыва­ет сигнал с удвоенной частотой 2w0. Звуковое напряже­ние НЧ оказывается пропорциональным косинусу разно­сти фаз напряжений сигнала и гетеродина:



Оно максимально при ф = 0° и ф — 180°, но обращается в нуль при ф = 90° и 270°. Физически это явление объясня­ется тем, что две боковые полосы DSB сигнала преобра­зуются в смесителе независимо друг от друга и склады­ваются на его выходе. При этом верхняя боковая полоса приобретает фазовый сдвиг — ф, поскольку частота и фаза гетеродина вычитаются из частоты и фазы сигнала (последняя принята за нулевую). Нижняя боковая при­обретает фазовый сдвиг +ф. При ф = 90° или 270° НЧ колебания от двух боковых полос получаются противо­фазными и компенсируют друг друга. Существуют спо­собы и схемы для приема DSB сигналов с автоматиче­ской подстройкой частоты и фазы гетеродина по прини­маемому сигналу. В радиолюбительской практике они пока не использовались. А без автоподстройки при существующей стабильности частоты любительских передат­чиков точная фазировка колебаний гетеродина практиче­ски невозможна. Если частоты гетеродина и подавленной несущей совпадают не точно, то сдвиг фазы ф непрерыв­но изменяется во времени (ф = Qt, где Q — расстройка частот) и амплитуда НЧ сигнала периодически изменя­ется от максимума до нуля. Это заметно ухудшает раз­борчивость и качество принимаемого сигнала.

DSB сигнал без всяких затруднений принимается на однополосный приемник. В этом случае для приема ис­пользуется только одна боковая, а другая либо отфиль­тровывается (в супергетеродине), либо подавляется фа­зовым методом (в приемнике прямого преобразования). Точно так же, без всяких затруднений, принимаются и SSB сигналы на простейший приемник или трансивер прямого преобразования, выполненный, например, по схеме рис. 1. Неиспользуемая боковая полоса приема служит только источником помех, и ее желательно пода­вить. В трансиверах прямого преобразования это удоб­нее всего сделать фазовым методом.


^ 3. ФАЗОВЫЙ МЕТОД ФОРМИРОВАНИЯ

И ПРИЕМА SSB СИГНАЛОВ


Рассмотрим сначала фазовый формирователь 55В сигнала. Его структурная схема показана на рис. 9. НЧ сигнал от микрофонного усилителя подается на ши­рокополосный НЧ фазовращатель U1, создающий отно­сительный фазовый сдвиг 90° между выходными сигна­лами. Напряжение гетеродина также проходит через ВЧ фазовращатель U4. Сдвинутые по фазе НЧ и ВЧ сигналы попарно смешиваются в балансных модуляторах U2 и U3, а затем складываются на выходе формирователя. Обозначим НЧ сигнал как Aс cos Qt, а ВЧ сигнал как Aг cos wt. Сдвинутые по фазе на 90° сигналы будут выра­жаться функциями AC sin Qt и Аг sin wt. После перемно­жения в модуляторах и суммирования получаем выход­ное напряжение формирователя:

Uс=A0Aг (cos Qt*cos wt+sin Qt*sin wt) =AСAГ cos (w — Q)t.

Оно соответствует нижней боковой полосе сигнала. Легко убедиться, что переключение выводов одного из фазо­вращателей (рис. 9) приведет к подавлению нижней и выделению верхней боковой полосы.

Работу формирователя можно пояснить также сле­дующими соображениями: при преобразовании частоты верхняя и нижняя боковые полосы (ВВП и НБП) имеют нулевой фазовый сдвиг в смесителе U2. В смесителе U3 сигналы НЧ и ВЧ имеют фазовый сдвиг по + 90° каж­дый. Частоты нижней боковой образуются по закону fHBП=f — F, фазы сигналов также вычитаются. В ре­зультате сигнал НБП на выходе смесителя U3 имеет такую же (нулевую) фазу, как и на выходе U2. Выход­ные напряжения смесителей на НБП складываются. Для ВВП частоты преобразуются по закону fВБП = f +F, фазы сигналов также складываются. Фаза колебаний ВВП на выходе смесителя U3 оказывается равной 180°, т. е. они противофазны колебаниям ВБП на выходе сме­сителя U2. В результате полученные напряжения взаим­но компенсируются и ВБП подавляется.



^ Рис. 9. Фазовый формирователь SSB сигнала


Полная компенсация одной из боковых полос в фазо­вом формирователе SSB сигнала возможна лишь при условии, что амплитуды сигналов на выходах двух сме­сителей (модуляторов) равны, а фазовые сдвиги входных сигналов составляют точно 90°. На практике, разумеется, эти условия не выполняются и подавляемая боковая по­лоса компенсируется не полностью. Ориентировочные значения допустимого разбаланса смесителей по ампли­тудам и фазам приведены в табл. 1.


Таблица 1

^ Подавление боковой, дБ

60

50

40

30

20

Амплитудный разбаланс, %

0,2

0,6

2

6,5

22

Отклонение фазы, град.

0,1

0,3

1,1

3,7

11,3


В любительской практике вполне достаточно подавле­ние нежелательной боковой на 40 дБ, при котором ам­плитудный и фазовый разбаланс могут составить 2 % и 1,1° соответственно. Точность установки амплитуд на вы­ходах обоих фазовращателей и фазового сдвига ВЧ фа­зовращателя на фиксированной частоте зависят только от тщательности регулировки и стабильности элементов. Получить же постоянный фазовый сдвиг в широкой по­лосе НЧ теоретически невозможно. Отклонения фазы НЧ сигнала зависят от вида (порядка) фазовращателя, например для фазовращателя четвертого порядка откло­нение фазы получается не более 1° в десятикратной по­лосе частот 0,3 ...3 кГц. Конкретные схемы и принцип действия фазовращателей рассмотрены далее.

Если в формирователе рис. 9 применяются только пассивные элементы, т. е. отсутствуют однонаправленные смесительные или усилительные каскады, то устройство оказывается обратимым. При подаче на его выход SSB сигнала на НЧ входе выделяется демодулированный НЧ сигнал. Однако если на передачу формирователь выде­ляет нижнюю боковую полосу, то при приеме он будет выделять верхнюю, и наоборот, В этом легко убедиться, выписав тригонометрические формулы или используя рассуждения, подобные приведенным выше. Поэтому в схеме рис. 9 одновременно с переходом на прием надо коммутировать ветви одного из фазовращателей.



Рис. 10. Обратимый фазовый формирователь


Схема полностью обратимого устройства, выделяю­щего и при передаче, и при приеме одну и ту же боковую полосу, приведена на рис. 10. Здесь ВЧ фазовращатель установлен в цепях SSB сигнала, а напряжение гетеродина подается на балансные модуляторы (смесители) в одной и той же фазе. При работе устройства на пере­дачу к смесителям U2 и U3 от НЧ фазовращателя под­водятся сигналы Ас cos Ш и Лс sin Ш соответственно. На выходе смесителя U2 образуется сигнал



а на выходе U3 соответственно



После сдвига на 90° в ВЧ фазовращателе синусы соот­ветствующих аргументов превращаются в косинусы с изменением знака и сигнал, поступающий от смесителя U3, приобретает вид:



Складывая выходные сигналы фазовращателей, полу­чаем:



т. е. нижнюю боковую полосу сигнала. Легко также убе­диться, что переключение ветвей одного из фазовраща­телей меняет знаки у одного из слагаемых, т. е. приводит

к выделению верхней боковой полосы. При приеме сиг­нала с частотой, лежащей в пределах верхней боковой полосы, к смесителю ^ U2 от ВЧ фазовращателя подво­дится сигнал Aс cos(w+Q)t, а к смесителю U3 сигнал Ac sin(w + Q)t. После преобразования на выходах сме­сителей получаются сигналы:



Составляющие с удвоенными частотами отфильтровы­ваются, а НЧ компоненты складываются после прохож­дения через НЧ фазовращатель, где функция sin Qt после сдвига по фазе на 90° превращается в — cos Ш. В результате выходной сигнал оказывается равным нулю. При приеме нижней боковой полосы на выходах смесителей U2 и U3 получаются сигналы:



(Напомним, что cos ф является четной функцией и соs( — ф) = соs ф, тогда как sin ф — нечетная функция и sin( — ф) = — sin ф) После сдвига последнего сигнала по фазе на 90° и сложения получим инч = AсAгсоsQt, т. е. демодулированный НЧ сигнал Устройство по схеме рис. 10 особенно удобно для трансиверов, поскольку тре­бует минимального числа переключений при переходе с передачи на прием. Рассмотрим теперь возможные структурные схемы телефонных однополосных трансиве­ров прямого преобразования.


^ 4. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ

ОДНОПОЛОСНЫХ ТРАНСИ­ВЕРОВ ПРЯМОГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ


Когда-то любая радиостанция включала в се­бя два независимых устройства — передатчик и прием­ник. Стремление упростить станцию и уменьшить количе­ство органов управления привело к разработке трансиве­ров — универсальных аппаратов, содержащих и передат­чик и приемник. Трансиверы обладают характерной особенностью — некоторые узлы используются и при переда­че и при приеме. К ним относятся гетеродины, фильтры, фазовращатели, усилители и, разумеется, источник пита­ния. Общий гетеродин значительно упрощает процесс настройки — ведь и передатчик и приемник перестраива­ются по частоте одновременно. Наряду с очевидными до­стоинствами «трансиверизация» аппаратуры имеет и ряд недостатков. Становится невозможной передача и прием на различных частотах или даже на различных диапазо­нах. Хотя такой вид связи и используется радиолюбите­лями не часто, для его осуществления в трансивер вводят два, а иногда и более задающих генераторов с возмож­ностью их переключения, что усложняет трансивер и уменьшает выигрыш от «трансиверизации». Другой и, пожалуй, самый существенный недостаток трансивера со­стоит в невозможности прослушивать собственный сигнал в процессе передачи. Это особенно необходимо при дора­ботке, налаживании или подстройке передатчика, а та­кие работы проводятся на любительской станции почти постоянно. Поэтому как дополнение к трансиверу обяза­тельно нужен хотя бы простейший независимый кон­трольный приемник, хорошо заэкранированный, с атте­нюатором на входе. Разумеется, при наличии раздельных передатчика и приемника для контроля может служить и основной приемник станции. Приемник и передатчик можно объединить конструктивно в один блок, разделив их электрические цепи. Правда, в этом случае необходи­мо позаботиться о хорошей развязке цепей передатчика и приемника, особенно входных и выходных, чтобы избе­жать перегрузки приемника при самоконтроле и, как следствие этого, больших искажений сигнала.



^ Рис. 11. SSB трангивер с раздельными трактами передачи и приема


На рис. 11 показана структурная схема однополосно­го трансивера прямого преобразования с раздельными трактами передачи и приема. Принимаемый сигнал из антенны W1 поступает через антенный переключатель S1 на усилитель высокой частоты Л1. УВЧ одновременно обе­спечивает и предварительную селекцию, ослабляя сигна­лы внедиапазонных станций. На низкочастотных диапа­зонах можно обойтись и без УВЧ, а преселектор целесо­образно выполнить в виде двух-, трехконтурного полосового фильтра. Усиленный сигнал поступает на од­нополосный фазовый смеситель UJ, который можно вы­полнить по схеме рис. 9 или рис. 10. Фазовращатели од­нополосного смесителя приемника не должны значительно ослаблять сигнал, иначе чувствительность и реальная селективность приемника резко ухудшатся. Из этих сооб­ражений в блоке VI целесообразно применить LC или LCR низкочастотный фазовращатель, а ВЧ фазовраща­тель установить в цепи гетеродина (см. рис. 9). Преобра­зованный в звуковую частоту сигнал проходит через ФНЧ приемника Z1, определяющий селективность по со­седнему каналу, и далее поступает на УНЧ А2. Воспро­изводится сигнал громкоговорителем или телефонами BL Для преобразования частоты на однополосный смеси­тель подается сигнал гетеродина от одного из двух гене­раторов G1 или G2. Генератор G1 независим, и при его подключении приемная часть трансивера становится со­вершенно автономной. Генератор G2 служит задающим генератором передатчика, и при его подключении радио­станция превращается в трансивер. Тракт передачи так­же несложен. Звуковой сигнал от микрофона В2 усили­вается микрофонным усилителем А4 и через ФНЧ Z2 по­ступает на однополосный смеситель U2. ФНЧ Z2 необхо­дим из следующих соображений: сигнал микрофонного усилителя может содержать широкий спектр частот, про­стирающийся до 6... 10 кГц, а иногда и выше. Особенно вредны различные шумы, шорохи и шипящие звуки, спектр которых концентрируется в области высоких ча­стот. Высокочастотные гармоники появляются и при ограничении НЧ сигнала. При модуляции ВЧ несущей таким сигналом спектр высокочастотного модулированного сиг­нала также оказывается излишне широким. А поскольку НЧ фазовращатель обычно проектируется лишь на диа­пазон частот до 3 кГц, более высокие частоты модуляции и в подавляемой боковой полосе подавлены не будут.

Как иллюстрация сказанного, на рис. 12 показан спектр излучаемых частот при наличии ФНЧ Z2 (сплош­ная линия) и при его отсутствии (штриховая линия). Ри­сунок ясно показывает, что ФНЧ в передатчике совер­шенно необходим. Учитывая, что высокочастотные ком­поненты звукового сигнала относительно невелики по амплитуде, а также то, что чувствительность большинст­ва микрофонов уменьшается на высоких частотах, впол­не достаточно одного звена LC фильтра. Можно ис­пользовать и активные RC фильтры 3-го — 4-го порядков.

Однополосный модулятор передатчика U2 (рис. 11) выполняется по любой из структурных схем рис. 9 или рис. 10. В случае выбора схемы рис. 9 ВЧ фазовраща­тель можно сделать общим для передатчика и приемни­ка, но это вряд ли целесообразно. Упрощение схемы при этом невелико, а раздельные фазовращатели обеспечи­вают большую свободу регулировки и позволяют лучше подавить нежелательную боковую полосу как при пере­даче, так и при приеме.



Рис. 12. Спектр излучаемых частот



Рис. 13. SSB трансивер с обратимым модулятором-демодулятором


Требования, предъявляемые к однополосным смеси­телям передатчика и приемника, значительно различают­ся. В приемнике важны малые потери сигнала, для пере­датчика это требование несущественно. В то же время смеситель передатчика должен работать при значитель­ных уровнях модулирующего и высокочастотного сигна­лов, таких, которых в приемнике заведомо не бывает. Коэффициент шума смесителя передающего тракта осо­бого значения не имеет, поскольку смешиваемые сигналы намного превосходят уровень шумов, а для приемно­го тракта — чрезвычайно важен. Столь различным тре­бованиям непросто удовлетворить одним и тем же устройством. В этой связи однополосные смесители пе­редатчика и приемника могут выполняться на совершен­но различных элементах. Например, для приемника хорошо подойдет диодный смеситель с LC или LCR фа­зовращателями, а для передатчика — смеситель на ва­рикапах с RC фазовращателями. Сформированный в тракте передачи однополосный сигнал (см. рис. 11) по­дается на усилитель мощности A3 и через антенный пе­реключатель S1 в антенну.

Рассмотрим теперь структурную схему однополосно­го трансивера с обратимым модулятором-демодулято­ром (рис, 13). Она чрезвычайно проста. При работе на прием-переключатель S1 установлен в положение, пока­занное на схеме. Сигнал из антенны поступает в УВЧ приемника А1 и далее на однополосный обратимый мо­дулятор-демодулятор LJ1, который целесообразно вы­полнить по схеме рис. 10. Здесь смешиваются колебания сигнала и местного гетеродина G1, настроенного на ча­стоту подавленной несущей. Выделенное звуковое на­пряжение, пройдя через фильтр НЧ Z1, определяющий селективность трансивера при приеме, подается через переключатель SL3 на УНЧ приемника А2. Здесь про­исходит основное усиление сигнала. Затем НЧ сигнал воспроизводится громкоговорителем или телефонами В1. При работе на передачу звуковой сигнал от микро­фона В2 усиливается микрофонным усилителем А4 и через переключатель S1.3 и ФНЧ Z1 подается на тот же однополосный модулятор-демодулятор U1: Сформиро­ванный однополосный сигнал поступает на усилитель мощности A3 и с выхода последнего в антенну.

Как видно из рис. 13t данная схема однополосного трансивера содержит лишь самый минимум узлов, аб­солютно необходимых для передачи и приема однопо­лосного сигнала. Схему можно еще более упростить, применив вместо раздельных усилителей НЧ А2 и А4 один УНЧ, вход и выход которого переключаются при переходе с приема на передачу. Микрофоном в этом случае с успехом может служить громкоговоритель В1. Однако такое упрощение оправдано, вероятно, лишь в самых простейших портативных трансиверах. В ряде случаев, особенно на низкочастотных диапазонах, мож­но отказаться и от УВЧ приемника AL


^ 5. ФАЗОФИЛЬТРОВЫЙ ТРАНСИВЕР

ПРЯМОГО ПРЕОБ­РАЗОВАНИЯ


В описанных трансиверах используется фазо­вый метод формирования и приема однополосного сиг­нала. К его недостаткам относится сравнительно невы­сокое подавление нежелательной боковой полосы (обыч­но не более 40 дБ), обусловленное неточностью регули­ровок и сложностью построения широкополосного НЧ фазовращателя. Кроме того, фазовый метод не избав­ляет от необходимости применения фильтров в каналах передачи и приема — об этом уже говорилось при раз­боре структурных схем рис. 11 и 12. Правда, эти ФНЧ достаточно просты, и на практике хорошие результаты дают уже однозвенные П-образные ФНЧ, содержащие по одной катушке и по два конденсатора. К достоинст­вам же фазового метода относятся исключительная про­стота схемы, хорошее качество однополосного сигнала (что объясняется компенсацией в фазовых смесителях некоторых побочных продуктов преобразования) и воз­можность формирования однополосного сигнала непос­редственно на рабочей частоте. Попытки улучшить по­давление боковой полосы при сохранении достоинств фазового метода привели к разработке Д. Уивером фа-зофильтрового метода формирования однополосного сигнала.



Рис. 14. Фазофильтровый SSB передатчик


Структурная схема фазофильтрового передатчика по­казана на рис. 14. Звуковой сигнал от микрофонного уси­лителя А1 подается на два балансных модулятора UJ и U2. На другие входы модуляторов подается сигнал вспо­могательной частоты fi от генератора G1. Этот сигнал предварительно проходит через фазовращатель U3, со­здающий 90-градусный фазовый сдвиг между напряже­ниями, подаваемыми на модуляторы. Фазовращатель ра­ботает на фиксированной частоте и поэтому может быть узкополосным. Выходные сигналы модуляторов пропус­каются через фильтры Z1 и Z2, выделяющие одну боко­вую полосу частот. В результате получаются два одно­полосных сигнала с подавленной несущей fi и относи­тельным фазовым сдвигом 90°. Эти сигналы поступают на два высокочастотных балансных модулятора U4 и U5, к которым подводятся колебания гетеродина G2, ра­ботающего на частоте, близкой к излучаемой. Колебания гетеродина также предварительно проходят через ВЧ фа­зовращатель U6, создающий 90-градусный фазовый сдвиг. Эта часть устройства работает как обычный фа­зовый однополосный формирователь и создает на выходе SSB сигнал с частотой подавленной несущей f3 — f1 или fз+f1 Он через усилитель мощности А2 поступает в ан­тенну.



^ Рис. 16. Спектры сигналов при втором преобразовании частоты: а — в первом канале; б — во втором канале; в — на выходе


Из сравнения схем фильтрового (см. рис. 8) и фазо­фильтрового (см. рис. 14) SSB передатчиков видно, что последняя почти вдвое сложнее. Но благодаря фазовой селекции одной боковой полосы вспомогательную часто­ту f1 можно выбрать очень низкой, а это значительно упрощает и удешевляет однополосные фильтры Z1 и Z2, Более того, строгий анализ показывает, что частота f1 может лежать даже в середине звукового диапазона. На­пример, при передаче речевого диапазона частот 400... 2800 Гц частоту f1 целесообразно выбрать равной 1600 Гц. Этот интересный случай заслуживает более по­дробного рассмотрения.

На рис. 15, а показан исходный спектр звукового сиг­нала и вспомогательная несущая с частотой f1. После преобразования в балансном модуляторе VI образуются суммарные и разностные частоты. Последние образуют как бы сложенный пополам звуковой спектр, показанный в левой части рис. 15, б и занимающий полосу частот 0...1200 Гц. Суммарные частоты повторяют исходный спектр звуковых частот, но сдвинуты вверх в диапазон 1600+(400...2800) = 2000...4400 Гц. Однополосные филь­тры Z1 и Z2 в данном случае должны быть ФНЧ с часто­той среза 1200 Гц. Они пропускают только левую часть спектра (рис. 15, б), содержащую и ВЧ и НЧ звуковые компоненты. Когда такой «сложенный» спектр частот подается на балансный модулятор U4, образуются два на­ложенных друг на друга однополосных сигнала, причем спектр одного из них инвертирован. На рис. 16, а слева показан спектр входного сигнала модулятора U4, а справа — выходного. Разумеется, излучать в эфир и при­нимать такой сигнал невозможно. Но мы не рассмотрели еще действие второго канала передатчика с модулятора­ми U2 и U5. Если в первом канале относительные фазо­вые сдвиги гетеродинных напряжений приняты за нуле­вые, то и сформированные спектры (прямой и инвертиро­ванный) однополосного сигнала будут иметь нулевой фа­зовый сдвиг, как показано на рис. 16, а. Во втором кана­ле напряжение гетеродина сдвинуто на +90°, поэтому НЧ компоненты «сложенного» спектра на выходе моду­лятора U2 будут иметь фазу +90°, а ВЧ компоненты — 90°, как показано на рис. 16, б слева (напомним, что при преобразовании частоты вычитаются и складывают­ся как частоты, так и фазы).

Легко убедиться, что в балансном модуляторе U5 прямой однополосный спектр приобретает фазу 0°, а инвертированный спектр 180°, как показано на рис. 16, б справа. При сложении однополосных сигналов, посту­пающих с выходов модуляторов U4 и U5, сигналы, имею­щие прямой спектр, складываются, а инвертированный — взаимно компенсируют друг друга. В результате на уси­литель мощности А2 (рис. 14) поступает сигнал верхней боковой полосы с частотой подавленной несущей fз — л, показанный на рис. 16, в. Если на модулятор U5 подать ВЧ сигнал от гетеродина G2 с фазой -90°, то будет вы­деляться инвертированный спектр, соответствующий нижней боковой полосе с частотой подавленной несущей fs+fi. Тот же результат получится и при переключении выводов одного из фазовращателей.

Несмотря на кажущуюся сложность схемы и принци­па действия, фазофильтровый формирователь ^ SSB сиг­нала имеет ряд важных достоинств. НЧ фазовращатель U3, работающий на фиксированной частоте (1600 Гц в нашем примере), может быть очень простым, обеспечи­вая в то же время высокую точность установки фазы. ВЧ фазовращатель, как и в обычном фазовом формировате­ле, работает в узких любительских диапазонах и поэтому также несложен. Внеполосные излучения фазофильтро­вый передатчик создает при недостаточном подавлении суммарных частот (см. рис. 15, б) фильтрами Z1 и Z2. Даже с простыми двухзвенными ФНЧ подавление вне-полосных излучений превосходит 50 дБ, т. е. получается не хуже, чем у фильтровых передатчиков. Глубина подав­ления несущей зависит от точности балансировки моду­ляторов U1 и U2. На низких частотах легко получается подавление 50 дБ и более. Дополнительно еще на 15...20 дБ «несущая» с частотой 1600 Гц подавляется фильтрами Z1 и Z2. Неточность балансировки модулято­ров U4 и U5 приводит к появлению синусоидального сиг­нала в середине излучаемого спектра. Он прослушивает­ся при приеме как свист с частотой 1,6 кГц. Поэтому по­давление этого сигнала должно быть не менее 45...50 дБ. Неточность установки фазовых сдвигов фазовращателей, а также неидентичнрсть амплитудных и фазовых харак­теристик каналов приводит к неполному подавлению ин­вертированного спектра, наложенного на полезный (см. рис. 16, б и в). Любопытно отметить, что все про­дукты неточной балансировки у фазофильтрового пере­датчика занимают тот же диапазон частот, что и полез­ный сигнал. Спектр излучения плохо налаженного фазо­фильтрового передатчика не расширяется, а ухудшается лишь качество сигнала. Экспериментально установлено, что при подавлении инвертированного сигнала всего на 20 дБ разборчивость речи еще не ухудшается. Помеха возникает одновременно с сигналом и пропадает в пау­зах передачи. При столь невысоких требованиях к подав­лению нежелательной боковой (инвертированного спек­тра) изготовление фильтров, фазовращателей и настрой­ка всего передатчика значительно упрощаются.

Фазофильтровый формирователь ^ SSB сигнала (схе­ма рис. 14, за исключением усилителей А1 и А2) полностью обратим, разумеется, если в балансных модулято­рах используются только пассивные элементы, например диоды, ключи на полевых транзисторах. Это значит, что при подаче на модуляторы 1)4 и U5 SSB сигнала в точке соединения модуляторов VI и U2 выделится демодулиро-ванный звуковой сигнал. Такое свойство фазофильтрово­го преобразователя позволяет использовать его в тран-сиверах и для передачи и для приема SSB сигнала. В принципе фазофильтровый трансивер можно построить по схеме рис. 13, заменив фазовый модулятор-демодуля­тор VI фазофильтровым. Однако на практике возникает несколько проблем, требующих решения. Одна из них со­стоит в недостаточном подавлении вспомогательного сиг­нала с частотой 1600 Гц модуляторами U1 и U2, что ска­зывается при приеме. Пусть это подавление составит 50...60 дБ. Тогда при напряжении гетеродина G1 около 1 В подавленный остаток этого напряжения составит 1...3 мВ, а это намного превосходит уровень слабого по­лезного сигнала, который в однополосном демодуляторе составляет единицы микровольт. Путей решения проб­лемы по крайней мере два. Один состоит в установке ре-жекторного фильтра в УНЧ приемника, подключенном к низкочастотному выходу модулятора-демодулятора. Если полоса режекции будет достаточно узкой, а глубина ре-жекции достигнет 60 дБ, свист с частотой 1600 Гц не бу­дет слышен, а разборчивость речевого сигнала практиче­ски не ухудшится. Другой путь состоит в применении усилителей, включенных в оба канала вслед за фильтра­ми Z1 и Z2. Усилители поднимают уровень полезного сигнала до такого значения (десятки милливольт), при котором остатком неподавленного вспомогательного сиг­нала можно пренебречь.



^ Рис. 17. Структурная схема фазофильтрового трансивера


Именно по этому пути пошли зарубежные конструк­торы при разработке фазофильтрового УКВ приемни­ка [2] и однополосного трансивера для военной связи [3]. Последний является, насколько известно автору, единст­венным серийно выпускаемым аппаратом, использующим фазовый или фазофильтровый метод. В печати приводи­лись лишь подробная структурная схема и основные па­раметры, перечисленные ниже:

диапазон частот 1,6 ... 30 МГц,

чувствительность не хуже 1 мкВ при отношении сиг­нал/шум на выходе приемника 10 дБ,

селективность не хуже 60 дБ при расстройке на 5 кГц,

подавление паразитных каналов приема более 80 дБ,

выходная пиковая мощность 20 Вт.



Рис. 18. Фазофильтровый трансивер с переключением гетеродинов


Структурная схема этого трансивера (фир­мы MEL/Philips) при­ведена на рис. 17. Все переключатели при­ем/передача показаны в положении «прием». В этом режиме сигнал из антенны W1 через согласующее устройст­во VI подается на один из восьми входных по­лосовых фильтров Z1, переключаемых в зави­симости от выбранного диапазона частот. Эти фильтры ослабляют прием на гармониках гетеродина и внеполос-ные помехи. Далее сиг­нал поступает через УВЧ приемника А2 на балансные обратимые смесители U2 и U3. Ге­теродинные сигналы со сдвигом фаз 90° пода­ются на смесители от синтезатора частот G1, обеспечивающего пере­крытие всего рабочего диапазона с шагом 100 Гц. Фазовый сдвиг 90° получается при де­лении частоты гетеро­дина синтезатора на че­тыре цифровыми счет­чиками. Одновременно синтезатор вырабаты­вает и вспомогатель­ный сигнал с частотой 1800 Гц для второго низкочастотного преобразования частоты. Сигналы в двух каналах с выхода смесителей U2 и U3 проходят че­рез ФНЧ Z2...Z5 с частотой среза 1500 Гц и усилители А4 и А6. ФНЧ в каждом канале разделен на две секции, включенные до усилителя и после него, благодаря чему ослабляется влияние высокочастотных компонентов шу­ма усилителей А4 и А6. Отфильтрованные и усиленные сигналы через регулируемые аттенюаторы системы АРУ El и Е2 поступают на низкочастотные смесители U4 и U6. К ним же подводится вспомогательный гетеродин­ный сигнал с частотой 1800 Гц через фазовращатель U5. Выходной звуковой сигнал через ФНЧ Z6 с частотой сре­за 3300 Гц поступает на оконечный УНЧ А8 и громкого­воритель В2. Одновременно звуковой сигнал подается и на детектор АРУ U7, управляющий аттенюаторами El, Е2 и усилением УВЧ А2.

При передаче сигнал от микрофонного усилителя A7 проходит через модуляторы (смесители) и фильтры в об­ратном направлении, причем в каналах фазофильтрового формирователя в этом случае включаются усилители A3 и А5. Сформированный SSB сигнал поступает на усили­тель мощности передатчика А1 и с его выхода через со­гласующее устройство U1 в антенну. Более подробных сведений об этом интересном трансивере, к сожалению, не имеется.

Существенного упрощения схемы, особенно в части коммутации прием-передача, можно достичь, применив ключевые балансные модуляторы и цифровые фазовра­щатели, описанные ниже. Эти устройства одинаково хо­рошо работают и на низких и на высоких частотах, по­этому можно коммутировать гетеродины, сохранив на­правление прохождения сигнала в каналах формирова­теля, подобно тому, как это сделано в трансиверах «At­las» и «Радио-76». Структурная схема фазофильтрового трансивера с переключением гетеродинов показана на рис. 18. При приеме сигнал из антенны W1 через пресе-лектор Z1 подается на ВЧ входы смесителей VI и U2. К ним же через фазовращатель U3 подводятся колеба­ния высокочастотного гетеродина G1. Преобразованные сигналы двух каналов через ФНЧ Z2 и Z3 с частотой среза 1200 Гц и усилители А2 и A3 поступают на вторые смесители U4 и U5. К последним через фазовращатель U6 подводятся колебания гетеродина G2 с частотой 1600 Гц. Демодулированный звуковой сигнал через ФНЧ Z4 с частотой среза 2,8 кГц поступает на оконечный УНЧ А5 и громкоговоритель В2. При переходе на передачу смесители и гетеродины как бы меняются местами. Зву­ковой сигнал от микрофонного усилителя А1 поступает на модуляторы (смесители) VI и U2, смешиваясь с вспо­могательным сигналом с частотой 1600 Гц. Далее, как и при приеме, смешанные сигналы проходят фильтры Z2, Z3, усилители А2, A3 и поступают на модуляторы U4 и U5. К ним теперь подводится напряжение от ВЧ гетеро­дина G1, Сформированный SSB сигнал поступает на уси­литель мощности А4, а с его выхода через переключа­тель прием-передача в антенну. Описанная структурная схема только проект — практически она еще не реали­зована.

До сих пор мы рассматривали только телеграфные и однополосные трансиверы прямого преобразования, од­нако принцип можно с успехом применить и при других видах модуляции. AM рассматривать не будем ввиду ее малой эффективности. На УКВ широко используется ча­стотная и фазовая модуляция (ЧМ и ФМ). Они разли­чаются только спектром НЧ сигнала, подводимого к мо­дулятору. При ЧМ девиация (отклонение) частоты передатчика прямо пропорциональна мгновенному зна­чению звукового напряжения. Если же к частотному модулятору подвести предварительно продифференцированный звуковой сигнал (что обычно и делается), полу­чится фазовая модуляция. При этом уже не частота, а отклонение фазы сигнала будет пропорционально мгно­венному значению исходного звукового напряжения. Для дифференцирования пригодна обычная RC цепочка с по­стоянной времени около 50 мкс. Практически емкость одного из разделительных конденсаторов в микрофон­ном усилителе выбирают в 5 ... 10 раз меньше обычной. Фазовая модуляция получается и при включении вари­капа, к которому подведено звуковое напряжение, в один из промежуточных контуров передатчика. Предыскаже­ния звукового спектра в этом случае не нужны. ФМ предпочтительнее ЧМ, поскольку при небольших индек­сах модуляции, порядка единицы, промодулированный сигнал содержит в своем спектре боковые полосы толь­ко первого порядка, и спектр получается таким же, как при AM (см. рис. 4). Лишь фаза несущей оказывается сдвинутой по отношению к фазе боковых полос на 90°. Сигнал с такой модуляцией хорошо принимается и на обычные SSB приемники.

ФМ легко ввести в трансивер, выполненный по схеме рис. 1, включив во входном контуре усилителя мощности варикап и подав на него сигнал от микрофонного усили­теля. Сложнее обстоит дело с приемником. Для приема ФМ сигнала гетеродин G1 необходимо синхронизировать с несущей принимаемого сигнала. Без синхронизации прием хотя и возможен при настройке по нулевым бие­ниям, но будет невысокого качества по причинам, уже описанным в случае DSB модуляции. Практически син­хронизацию можно получить введением в приемник це­пи фазовой автоподстройки гетеродина (цепи ФАПЧ). Усилитель А1 (или его первые каскады) в этом случае должен быть усилителем постоянного тока, а выходное напряжение усилителя подается на варикап, включен­ный в контур гетеродина. Подробнее о приемниках с ФАПЧ можно узнать из книги [12]. Полоса удержания системы ФАПЧ, т. е. полоса расстроек, при которых еще не срывается слежение за частотой принимаемого сигна­ла, пропорциональна напряжению входного сигнала. При радиовещательном приеме ЧМ сигналов уже достиг­нута чувствительность порядка 100 мкВ при полосе удер­жания 100 кГц. Это позволяет надеяться получить чув­ствительность порядка единиц микровольт при полосе удержания около 1 кГц, что вполне достаточно для приема ФМ с малым индексом модуляции. Подобные трансиверы еще не разрабатывались, но на их основе, вероятно, вполне возможно создать очень простые и де­шевые УКВ радиостанции, в том числе и портативные.

Имеется и еще одна интересная возможность. Если в ФМ трансивере с ФАПЧ одновременно с приемом излу­чать сигнал передатчика, то можно осуществить дуплекс­ную (двунаправленную) связь в одном и том же частот­ном канале. Излучаемый станцией сигнал одновременно будет служить и гетеродинным для «своего» приемника. В этом случае оба гетеродина трансиверов синхронизи­руются друг с другом с точностью до фазы и при фазовой модуляции сигнала одного из передатчиков модулирую­щее сообщение будет услышано обоими корреспондента­ми с одинаковой громкостью. Для разработки дуплекс­ных ФМ трансиверов еще нужно провести большую экс­периментальную работу, которая тем не менее вполне по силам радиолюбителям. Несомненно, что есть и дру­гие области применения описанных здесь принципов, ко­торые будут выявляться по мере развития техники пря­мого преобразования.

Закончив обзор возможных принципов построения трансиверов прямого преобразования, перейдем к опи­санию их схемных решений.






оставить комментарий
страница1/4
Дата11.10.2011
Размер1,58 Mb.
ТипДокументы, Образовательные материалы
Добавить документ в свой блог или на сайт

страницы:   1   2   3   4
плохо
  1
отлично
  5
Ваша оценка:
Разместите кнопку на своём сайте или блоге:
rudocs.exdat.com

Загрузка...
База данных защищена авторским правом ©exdat 2000-2017
При копировании материала укажите ссылку
обратиться к администрации
Анализ
Справочники
Сценарии
Рефераты
Курсовые работы
Авторефераты
Программы
Методички
Документы
Понятия

опубликовать
Загрузка...
Документы

Рейтинг@Mail.ru
наверх